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作者: 王紅蕾 王躍慶，無(wú)錫東電化蘭達電子有限公司（TDK-Lambda） 多路輸出的開(kāi)關(guān)電源因其體積小、性?xún)r(jià)比高廣泛應用于小功率的各種復雜電子系統中。然而伴隨著(zhù)現代電子系統發(fā)展，其對多路輸出電源的要求越來(lái)越高，如體積、效率、輸出電壓精度、負載能力（輸出電流）、交叉調整率、紋波和噪聲等。其中，交叉調整率是指當多路輸出電源的一路負載電流變化時(shí)整個(gè)電源各路輸出電壓的變化率，是考核多路輸出電源的重要性能指標。受變壓器各個(gè)繞組間的漏感、繞組的電阻、電流回路寄生參數等影響，多路輸出電源的交叉調整率一直以來(lái)是多路輸出開(kāi)關(guān)電源的設計重點(diǎn)。 目前改進(jìn)交叉調整率的方法可分為無(wú)源和有源兩類(lèi)。有源的方法需要增加額外的線(xiàn)性穩壓或開(kāi)關(guān)穩壓電路，雖然可以得到較高的交叉調整率,但卻是以犧牲電源的效率、成本為代價(jià)的，且從可靠性和復雜性也不如無(wú)源的方法好。提起無(wú)源交叉調整率優(yōu)化方法，有經(jīng)驗的工程師首先會(huì )想到輸出電壓加權反饋控制，其次如果選用反激電路還會(huì )通過(guò)優(yōu)化變壓器各繞組耦合以及優(yōu)化嵌位電路來(lái)進(jìn)一步優(yōu)化交叉調整率，如果選用的是正激電路則會(huì )將各路輸出濾波電感耦合在一起來(lái)進(jìn)一步優(yōu)化交叉調整率�？墒钱斠陨蟽�(yōu)化措施均已采用了，還是無(wú)法滿(mǎn)足設計要求時(shí)，通常只好無(wú)奈地添加假負載用效率來(lái)?yè)Q取交叉調整率，或改選為成本較高的有源的優(yōu)化設計方案。 下面介紹一種TDK-Lambda新型的改善交叉調制率的多路輸出解決方案，此方案可以使得用無(wú)源方法進(jìn)一步提高交叉調整率。 如圖1所示，對于匝數相等的兩個(gè)輸出繞組（Ns1=Ns2），我們在兩個(gè)跳變的同名端跨接一個(gè)電容C1，這樣可以很好地改善交叉調整率。 
圖 1 對于圖1所示的反激變換器，考慮其各繞組的漏感，可等效為圖2所示電路，Lleak1、Lleak2和Lleak3分別繞組Ns1、Ns2和Np的漏感。
圖 2 由于Ns1=Ns2，在電源整個(gè)工作過(guò)程中，始終有Vs1=Vs2，所以電路可以等效為圖3所示，其中Is1和Is2分別為流過(guò)繞組Ns1和Ns2的電流。
圖 3 電源穩定工作時(shí)，電感Lleak1和Lleak2兩端的平均電壓為0V，所以電容C1兩端的平均直流電壓也為0V。隨著(zhù)電容C1容值的增大，電容上的紋波電壓會(huì )越來(lái)越小，所以Vo1會(huì )越來(lái)越接近Vo2，即電源的交叉調整率隨著(zhù)C1容值的增大會(huì )越來(lái)越好。 為了便于分析，我們做出如下假設： 1、 忽略電路中二極管的壓降，認為壓降為0V。 2、 電容C1的容值很大，使得C1和漏感Lleak1和Lleak2的諧振周期大于SW1的開(kāi)關(guān)周期。 3、 Vo2輸出電壓為反饋檢測電壓，保持不變，Vo2負載較重，Vo1為輕負載，Vo1>Vo2。 基于上面假設，電源工作期間副邊各元件的電流將如圖4所示，Is1和Is2分別為流過(guò)繞組Ns1和Ns2的電流，Ip為變壓器原邊電流，ID1和ID2分別為流經(jīng)D1和D2的電流，Vc1是電容C1上的電壓。
圖4<注：本圖僅示意電壓電流的變化方向> 為了便于確定電路的初始狀態(tài)，我們以t5時(shí)刻作為電源工作周期的開(kāi)始，在t5時(shí)刻二極管D1的電流變?yōu)?，電容C1上的電壓Vc1此時(shí)處于最高值，且有： Vo2+Vc1=Vo1 在二極管D1截止后，副邊電路可進(jìn)一步等效為圖5所示電路。因為Vs
圖 5 到t6時(shí)刻原邊開(kāi)SW1關(guān)閉合后，Vs電壓被感應為負值（如圖6所示）。在SW1閉合期間電源分兩個(gè)階段工作：變壓器電流由副邊繞組向原邊繞組換流（t6~t7）階段和變壓器儲能(t7~t9)階段。
圖 6 在t6~t7期間，ID2>0，二極管D2繼續導通，由關(guān)系式 可知，電流Is1和Is2都快速下降，直到t7時(shí)刻ID1=Is2+Is1=0時(shí)，二極管反向截止，副邊繞組向原邊繞組換流階段結束。 在t7~t9階段，二極管D2反向截止，電流Is1與Is2大小相等，反向相反。 Is2=-Is1 電容C1與漏感Lleak1+Lleak2諧振放電， 由于變壓器副邊到原邊換流后Is2仍較大，所以Vc1很快在t8時(shí)刻有正電壓變?yōu)樨撾妷�，并反向充電，同時(shí)電流Is2=-Is1開(kāi)始減小，直到t9（也就是t0）時(shí)刻SW1關(guān)斷。 在t0時(shí)刻SW1關(guān)斷，變壓器進(jìn)入由原邊向副邊的換流階段，Vs>Vo2>Vo2+Vc1(此時(shí)Vc1<0)，二極管D2開(kāi)始，導通，電流Is1和Is2迅速增大，t1時(shí)刻Is1由負變?yōu)檎�，并�?jīng)C1和D2流向Vo2（如圖7所示）。t2時(shí)刻換流結束，此時(shí)有 當變壓器原邊電流向副邊換流結束后，Vs 到t3時(shí)刻電容電壓充電到Vs=Vc1+Vo2，并且隨著(zhù)Vc1的增加有Vs
圖 7 t4時(shí)刻，二極管D1開(kāi)始導通， 副邊電路又等效為圖3，電流Is1經(jīng)D1流向Vo1， C1電壓被嵌位在Vc1=Vo1-Vo2，而Is1繼續減小，直到t5時(shí)刻，Is1=0，二極管D1反向截止，電源完成一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的工作。 圖8為SW1關(guān)斷期間副邊各支路平均電流流向圖。繞組Ns1和Ns2在輸出的平均電流分別為： Is1=Io1+Ic1 Is2=Io2-Ic1 由圖4中Vc1的波形可知，在開(kāi)關(guān)SW1關(guān)斷期間，電容C1的電壓Vc1負變值為了正值，所以 Ic1>0， 所以可以得出：繞組間跨接電容C1后，在開(kāi)關(guān)SW1關(guān)斷期間，輸出輕負載的繞組Ns1的實(shí)際負載加重了，而輸出重負載的繞組Ns2的實(shí)際負載減輕了，所以會(huì )使得交叉調整率得以改善。
圖 8 目前此方案已經(jīng)成功地應用到了TDK-lambda 的CUT75系列產(chǎn)品上。 以CUT75-522為例，電源使用環(huán)境如下： 輸入電壓：85 ~ 265VAC或 120 ~ 370VDC。 負載范圍： 5V: 0 ~ 8A; +12V: 0 ~ 3A; -12V: 0 ~ 1A。 工作溫度： -20 ~ 70℃。 通過(guò)采在繞組間跨接電容，用無(wú)源的方法成功地將+12V和-12V的交叉調整率做到了±5%以?xún)�。下面�?為電源在各種輸出負載情況下，實(shí)測的各路輸出電壓的最高值和最低值，以及基于實(shí)測值計算的交叉調整率。 表1
同時(shí)因為在繞組間跨接電容，可以使得CUT75系列電源在滿(mǎn)足交叉調整率的情況下，能夠把電源內部的假負載降到了幾乎為零，所以有效的提高了電源的效率，從而使得電源的體積可以做的更小。CUT75系列電源在輸入電壓200VAC時(shí)滿(mǎn)載效率實(shí)測值已經(jīng)做到了85%，比市場(chǎng)上同類(lèi)產(chǎn)品提高了約5%，其體積自然也比市場(chǎng)上同類(lèi)產(chǎn)品要小。 市場(chǎng)上能夠滿(mǎn)足±5%交叉調整率的同類(lèi)產(chǎn)品，多采用有源的方法來(lái)優(yōu)化交叉調整率， 而CUT75系列電源采用的是無(wú)源的方法，相比之下CUT75系列電源在可靠性方面更具優(yōu)勢。
CUT75系列電源實(shí)物圖 鄭重聲明： 此文章僅供學(xué)習使用，文章中講述的交叉調整率優(yōu)化方案TDK-Lambda公司已經(jīng)申請了專(zhuān)利，受法律保護，請勿侵權！ |
