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1 引言 自從1978年，R.Keller 首次運用R.D.Middlebrook的理論進(jìn)行開(kāi)關(guān)電源的SPICE仿真，近30年來(lái)，在開(kāi)關(guān)電源的平均SPICE模型的建模方面，許多學(xué)者都建立了自己的模型理論，從而形成了各種SPICE模型。這些模型各有所長(cháng)，比較有代表性的有：Dr. Sam Ben-Yaakov的開(kāi)關(guān)電感模型；Dr. Ray Ridley的模型；基于 Dr. Vatche Vorperian的Orcad9.1的開(kāi)關(guān)電源平均Pspice模型；基于Steven Sandler的ICAP4的開(kāi)關(guān)電源平均Isspice模型；基于Dr. Vincent G. Bello的Cadence的開(kāi)關(guān)電源平均模型等等。本文將在Dr. Sam Ben-Yaakov開(kāi)關(guān)電感模型概念的基礎上，結合TI公司的DC-DC變換器IC TPS54310的主要參數進(jìn)行平均SPICE宏模型的構建，并對利用所建模型構成的DC-DC變換器電路在Intusoft公司的ICAP4軟件平臺上進(jìn)行直流分析、小信號分析以及閉環(huán)大信號瞬態(tài)分析。 2 TPS54310的平均SPICE模型的建立 TPS54310是美國TI公司推出的集成功率MOSFET的直流/直流變換器IC系列SWIFT的新成員，3V 至 6V輸入，0.9V 到 3.3V可調輸出，連續額定電流達3A。TPS54310集成了構成同步整流BUCK型DC-DC模塊所有需要的有源器件， 內部電路框圖見(jiàn)（圖1）。 （圖1）TPS54310內部電路框圖 主電路模型的構建 主電路模型包括開(kāi)關(guān)電感SIM模型、占空比發(fā)生器DCG以及損耗發(fā)生器模型三部分。 1. 開(kāi)關(guān)電感SIM模型 仔細研究經(jīng)典PWM開(kāi)關(guān)轉換器的電路拓撲（buck，boost,buck-boost），可以發(fā)現它們均包含一個(gè)非線(xiàn)性模塊，即用來(lái)儲能的可開(kāi)關(guān)的電感，見(jiàn)（圖2）。因為變換器的系統帶寬要小于開(kāi)關(guān)頻率，因此可以把這個(gè)非線(xiàn)性模塊作平均處理，然后用與SPICE兼容的等效電路代替，就可以得到PWM開(kāi)關(guān)轉換器的平均SPICE模型。這個(gè)低頻的或者平均的等效電路見(jiàn)（圖3），用SPICE中的非線(xiàn)性獨立源構成。EL代表儲能電感L兩端的平均電壓。 流過(guò)開(kāi)關(guān)電感各端口的平均電流如下： IL代表流過(guò)儲能電感L的平均電流 （圖3）開(kāi)關(guān)電感模型 （圖2）開(kāi)關(guān)電感 （1） 式和（2a）" （2c）式的關(guān)系適用于CCM連續電感電流和DCM不連續電感電流兩種工作模式。 2. 占空比發(fā)生器DCG TPS54310內部采用電壓模式的脈寬調制器，PWM比較器把誤差放大器輸出的控制電壓與振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波電壓進(jìn)行比較以產(chǎn)生所需的接通占空比DON，如（圖4）所示。查T(mén)PS54310數據手冊中的關(guān)鍵特性參數表可得， VL=0.75V，VH=1.75V，所以 對應（3）式的等效模型見(jiàn)（圖5），X1是增益為1的增益宏模型，可從ICAP4的模型庫里直接調用。斷開(kāi)占空比DOFF的產(chǎn)生比較復雜，分為下面兩種情況： DCM模式 CCM模式 對應（4）式和（5）式的等效模型見(jiàn)（圖6）。其中，非線(xiàn)性獨立電壓源EDOFF對應（4）式 （圖6）中的DOFF, EMAX對應（5）式中的DOFF 。在DCM模式下，DOFF ＜ 1-DON，因此理想二極管D2截止，則 在CCM模式下，DOFF≥1-DON，理想二極管D2導通，這時(shí)， 可以看出，DOFF發(fā)生器模型在DC-DC轉換器進(jìn)入CCM模式和DCM模式時(shí)是自適應的，在仿真過(guò)程中無(wú)需人工切換。理想二極管D1的作用是確保DOFF不小于0。 3. 損耗發(fā)生器模型 TPS54310 DC-DC轉換器的損耗主要有三部分：整流損耗、高頻開(kāi)關(guān)損耗和儲能電感的平均歐姆損耗。整流損耗模型用一個(gè)非線(xiàn)性獨立電流源和TPS54310內部的同步整流管模型構成；高頻開(kāi)關(guān)損耗模型用一個(gè)非線(xiàn)性獨立電流源和TPS54310內部的高頻開(kāi)關(guān)管的導通電阻構成；儲能電感的平均歐姆損耗模型用一個(gè)非線(xiàn)性獨立電流源和TPS54310外接儲能電感的歐姆電阻構成。 誤差放大器宏模型的構建 誤差放大器的電路級模型廠(chǎng)家一般不公布，這里根據TPS54310的數據手冊，建立誤差放大器的性能模型。由于性能模型采用黑箱模擬，因而降低了模型的復雜度，同時(shí)獲得了更高的仿真效率。建立TPS54310誤差放大器的性能模型需要下面6個(gè)主要參數： 1. 直流開(kāi)環(huán)增益：120dB 或1000000 {GAIN} 2. 第一極點(diǎn)：3.75Hz {POLE} 3. 最大輸出電壓：1.75V {VHIGH} 4. 最小輸出電壓：0.75 V{VLOW} 5. 最大吸電流：3mA {ISINK} 6. 最大源電流：3mA {ISOURCE} 直流開(kāi)環(huán)增益和第一極點(diǎn)的數據來(lái)自TPS54310數據手冊中的誤差放大器開(kāi)環(huán)頻響曲線(xiàn)。 最大輸出電壓和最小輸出電壓結合上面的（3）式推出。即當DON=0，誤差放大器輸出最小控制電壓0.75V；當DON=1，誤差放大器輸出最大控制電壓1.75V。最終TPS54310誤差放大器的宏模型見(jiàn)（圖7），其開(kāi)環(huán)仿真曲線(xiàn)見(jiàn)圖（8）。 （圖7）TPS54310誤差放大器的宏模型 （圖8）TPS54310誤差放大器的開(kāi)環(huán)仿真曲線(xiàn) 同步整流管模型的構建 TPS54310同步整流管模型簡(jiǎn)化地用具有更小正向電壓降的肖特基二極管來(lái)模擬。對理想二極管，正向電壓降的公式： （圖9）同步整流管模型的I-V仿真特性曲線(xiàn) 一般用增大飽和電流IS的辦法建立肖特基二極管的模型。用ICAP4軟件包中的模型提取工具 SpiceMod，可以快速地建立同步整流管模型，如下： .MODEL D_SYNC D (IS=3.99M RS=2.8M N=1 CJO=10P VJ=0.75 M=0.333 TT=1.0N)。 （圖9）是仿真的同步整流管模型I-V特性曲線(xiàn)。 可以看出，當電流為3A時(shí)，正向電壓降為0.18V。 這個(gè)結果與TPS54310的同步整流管在3A時(shí)的壓降3*0.059=0.177V是吻合的。 最終建立的TPS54310的平均SPICE模型內部電路見(jiàn)（圖10），（圖11）是對應的宏模型塊的符號，供畫(huà)仿真電路圖時(shí)調用。定義的6個(gè)管腳除VERR外，都與TPS54310的實(shí)際管腳一致。管腳VERR用來(lái)在開(kāi)環(huán)交流小信號仿真時(shí)插入交流信號源。TPS54310的模型需輸入四個(gè)參數：開(kāi)關(guān)頻率FS，儲能電感值L，儲能電感的歐姆電阻RS，高頻開(kāi)關(guān)管的導通電阻RON。完整的TPS54310模型的SPICE網(wǎng)絡(luò )文件見(jiàn)附件。 （圖11）TPS54310宏模型塊符號 3 TPS54310的平均SPICE模型的驗證與應用 為了驗證模型的正確性，用TI公司提供的專(zhuān)用設計軟件SWIFT? Designer 2.01設計了五種DC-DC變換電路，然后利用前面所建的TPS54310模型，構成同樣的DC-DC變換器的仿真電路，在ICAP4軟件上進(jìn)行直流分析和交流小信號分析，比較這兩種方法獲得的數據，見(jiàn)（表1）�？梢钥闯�，二者的差別非常小。因此有理由認為，TPS54310的平均SPICE模型是可信的。 （圖10）TPS54310的平均SPICE模型內部電路 表一 （圖12）TPS54310演示板直流和交流小信號仿真電路 （圖13） （圖15）負載瞬態(tài)響應仿真波形 （圖16）輸入音頻擾動(dòng)衰減率與頻率的關(guān)系曲線(xiàn) （圖14）TPS54310演示板負載瞬態(tài)響應和輸入音頻擾動(dòng)衰減率仿真電路 下面，利用前面所建的TPS54310平均 SPICE模型對TI公司提供的演示板電路進(jìn)行全面的仿真分析。直流和交流小信號分析的仿真電路見(jiàn)（圖12），直流工作點(diǎn)標注在圖上。得到的系統的開(kāi)環(huán)頻率特性（幅頻和相頻）見(jiàn)（圖 13）。環(huán)路增益交越頻率為44KHz，過(guò)0dB 時(shí)，相移為83.1度，證明該電源系統是穩定的。（圖14）是仿真負載瞬態(tài)響應和輸入音頻擾動(dòng)衰減率的電路圖。注意仿真技巧，C3 由（圖12）的1kF變?yōu)?pF,相當于交流開(kāi)路節點(diǎn)8和4；同時(shí)，L1 由（圖12）的1gH變?yōu)?pH,相當于交流短路節點(diǎn)8和5，形成閉環(huán)。分段線(xiàn)性源ILoad模擬負載電流的瞬間突變（在1us內跳變3A）。（圖15）是負載瞬態(tài)響應波形。在電源輸入端插入1Vac 的交流電壓源，在節點(diǎn)9得到如（圖16）所示的輸入音頻擾動(dòng)衰減率與頻率的關(guān)系曲線(xiàn)，反映了系統對小信號正弦波輸入電壓擾動(dòng)的抑制能力。為了研究系統對負載擾動(dòng)的抑制能力，在輸入音頻擾動(dòng)衰減率與頻率的關(guān)系曲線(xiàn)負載瞬態(tài)響應仿真波形輸出端插入1Aac的交流電流源（仿真電路略），在節點(diǎn)9可得到閉環(huán)輸出阻抗，見(jiàn)（圖17）。至此，采用所建的TPS54310平均SPICE模型已對TI公司提供的演示板電路進(jìn)行了較全面的動(dòng)態(tài)指標的仿真分析，包括穩定性，快速性和抗擾動(dòng)性，這是TI的設計軟件SWIFT? Designer 2.01所不能給出的。 （圖17）閉環(huán)輸出阻抗與頻率的關(guān)系曲線(xiàn) 4. 總結 建立TPS54310平均SPICE模型的意義在于，只需要廠(chǎng)家公開(kāi)的電源IC的技術(shù)資料，就能提取具有相當準確度的模型，方便設計者在制作出實(shí)際的電路之前，對電源的性能，特別是動(dòng)態(tài)性能做出全面的評估，從而指導設計者對電源進(jìn)行優(yōu)化。而且比起開(kāi)關(guān)模型來(lái)說(shuō)，占用機時(shí)少，有很高的仿真效率。對比廠(chǎng)家給出的原始設計軟件，運用平均SPICE模型在通用電路分析軟件上仿真更靈活，更強大，應該是原始設計軟件必不可少的補充。 TPS54310平均SPICE模型建立了同步整流BUCK型DC-DC模塊平均SPICE模型的通用電路框架，具有一定的普遍性。稍微調整幾個(gè)模型參數，就可以建立TI公司整個(gè)SWIFT電源IC家族的模型，如TPS54610，TPS54810，TPS54672等等。對其他廠(chǎng)家的電源IC產(chǎn)品，通過(guò)適當修改也可以方便地建立它們的平均SPICE模型。 |
