|
/ 前言 / 功率半導體熱設計是實(shí)現IGBT、碳化硅SiC高功率密度的基礎，只有掌握功率半導體的熱設計基礎知識，才能完成精確熱設計，提高功率器件的利用率，降低系統成本，并保證系統的可靠性。 功率器件熱設計基礎系列文章會(huì )比較系統地講解熱設計基礎知識，相關(guān)標準和工程測量方法。 上一篇講了兩種熱等效電路模型，Cauer模型和Foster模型，這一篇以二極管的浪涌電流為例，講清瞬態(tài)熱阻曲線(xiàn)的應用。 浪涌電流 二極管的浪涌電流能力是半導體器件的一個(gè)重要參數。在被動(dòng)整流應用中，由于電網(wǎng)的頻率是50Hz，因此10ms的二極管電流能力一般作為表征這一性能的參數被寫(xiě)入器件數據手冊中。但是也有一些應用場(chǎng)合其時(shí)間是不同的，比如電網(wǎng)頻率是60Hz，或者半導體器件IGBT短路，直流側能量通過(guò)二極管放電，因此在這些特定場(chǎng)合條件下需要利用瞬態(tài)熱阻計算不同時(shí)間尺度下二極管能承受的浪涌電流。 浪涌電流導致的二極管失效表明失效點(diǎn)來(lái)自鋁金屬化層的熱失效，然后導致二極管PN結損壞，因此普遍認為二極管在承受高浪涌電流時(shí)，能量或者熱是導致失效的根本原因，也就是說(shuō)溫度變化是直接導致器件損壞。下圖是二極管損壞的照片，照片中紅色箭頭標識的位置出現熔化。 
圖1.浪涌電流條件下，二極管芯片損壞照片 浪涌電流計算 下面從能量角度分析，設E為這一過(guò)程中的由于大電流產(chǎn)生的能量：
在這一工作過(guò)程中，我們把V-I關(guān)系做線(xiàn)性化處理：
當電流比較大時(shí)，V0可以被忽略，通過(guò)積分可以得到：
在上式中，R表示二極管V-I曲線(xiàn)的斜率，IFSM表示浪涌電流大小，tp指對應的時(shí)間。 另一方面，我們假定芯片的溫度變化Delta T可以用如下公式表示：
從上式可以得出，如果我們認定溫度變化是導致芯片在浪涌大電流損壞的主要原因時(shí)，就可以認為zthjcI2FSM一個(gè)常量。 如上文中談到的，一般的數據手冊中會(huì )給出10ms的二極管浪涌電流值，同時(shí)熱阻曲線(xiàn)也會(huì )給出，依據以上公式就可以計算任何時(shí)間的二極管浪涌電流大小了。
瞬態(tài)熱阻曲線(xiàn)的應用 如下通過(guò)一個(gè)實(shí)例計算FF600R17ME4的二極管電流以及I2t隨時(shí)間變化的曲線(xiàn)，便于在應用系統中和熔斷保護器匹配使用。以下舉例計算FF600R17ME4器件在100ms的浪涌電流。
圖2.FF600R17ME4二極管熱阻曲線(xiàn) 首先，借助動(dòng)態(tài)熱阻曲線(xiàn)的四階參數，可以計算得到10ms時(shí)的動(dòng)態(tài)熱阻值為0.02384，同樣也可以計算得到100ms的動(dòng)態(tài)熱阻為0.0622。 從FF600R17ME4的數據手冊可以查到在10ms時(shí)，器件的I2t為32000，因此可以計算浪涌電流值為1789A。 接下來(lái)用上述公式（1）計算得到100ms的浪涌電流值為1108A。圖3為按照上述方法計算得到的不同時(shí)間的浪涌電流值曲線(xiàn)。得到浪涌電流值后，在不同時(shí)間的I2t同樣也可以計算，圖4所示為不同時(shí)間相對于10ms時(shí)的關(guān)系曲線(xiàn)。
圖3.通過(guò)公式計算的浪涌電流隨時(shí)間的變化曲線(xiàn)
圖4.FF600R17ME4 I2t隨時(shí)間變化的標幺值 小結 計算半導體器件二極管的浪涌電流的過(guò)程如下： 1.從數據手冊熱阻曲線(xiàn)中查到該時(shí)間條件下瞬態(tài)熱阻值 2.根據公式（1）計算浪涌電流 3.如果要計算和熔斷保護器匹配的I2t，利用上述電流計算就可以 如果想要了解詳細的測試以及仿真結果請參考2007年P(guān)CIM 論文：Numerical and experimental study on surge current limitation of wire-bonded power diodes 本文轉載自：英飛凌工業(yè)半導體，作者：楊勇 參考資料： 《IGBT模塊：技術(shù)、驅動(dòng)和應用 》機械工業(yè)出版社 |
