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在 USB 適配器、手機充電器以及系統偏置電源等大量低功耗應用中，低成本準諧振/非連續模式反激式轉換器是常見(jiàn)選擇（圖 1）。這類(lèi)轉換器設計效率高，成本極低。因此為什么不考慮在自己的設計中使用雙極性節點(diǎn)晶體管 (BJT) 呢？ 這樣做有兩個(gè)非常有說(shuō)服力的理由：一個(gè)是 BJT 的成本遠遠低于 FET；另一個(gè)是 BJT 的電壓等級比 FET 高得多。這有助于設計人員降低鉗位電路和/或緩沖器電路的電氣應力與功耗。使用 BJT 的唯一問(wèn)題是許多工程師已經(jīng)習慣于 FET，或是在他們的電源轉換器中從來(lái)不將 BJT 用作主開(kāi)關(guān) (QA)。本文將探討如何估算/計算在非連續/準諧振模式反激式轉換器中使用的 NPN BJT 的損耗。 圖 1：離線(xiàn)高電壓 BJT 適配器反激電路 在深入探討計算 BJT 損耗的方法之前，需要對雙極性晶體管模型做一個(gè)基本了解。一個(gè)雙極性晶體管的最簡(jiǎn)單形式是一個(gè)電流控制型電流汲/開(kāi)關(guān)�；鶚O (B) 輸入可控制從集電極 (C) 流向發(fā)射極 (E) 的電流。圖 2 是 NPN BJT 的概念和原理圖。該器件摻雜有兩個(gè)被 P（正電荷原子）摻質(zhì)區隔開(kāi)的 N（負電荷原子）半導體區�；鶚O與 P 材料相連，而發(fā)射極和集電極則分別連接至晶體管的兩個(gè) N 區域。 圖 2：BJT 半導體 (a) 和原理圖符號 (b) 基極發(fā)射極結點(diǎn)的功能與二極管類(lèi)似。在基極發(fā)射極結點(diǎn)施加正電壓，會(huì )吸引 N 材料（與發(fā)射極 (E) 連接）的自由電子。這些自由電子遷移到 P 材料中后，會(huì )造成 N 材料的自由電子匱乏。N 材料中的自由電子匱乏會(huì )從偏置電源（與基極和發(fā)射極相連）的負端吸引電子，形成完整電路允許電流通過(guò)。B 節點(diǎn)和 E 結點(diǎn)的負偏置會(huì )導致多余電子從 P 材料中吸引出來(lái)。這會(huì )斷開(kāi)電路，阻止電流流動(dòng)，就像對二極管進(jìn)行反向偏置一樣。 在基極發(fā)射極結點(diǎn)處于正向偏置，而集電極至發(fā)射極路徑為偏置時(shí)，這可打開(kāi)洪流柵極，允許電流流動(dòng)。連接至集電極的正偏置會(huì )吸引自由電子流向集電極端，在 N 材料中形成電子匱乏。這可吸引來(lái)自基極的電子，將其耗盡在 N 材料中�，F在電流就可流經(jīng)集電極和發(fā)射極的耗盡層，形成完整電路。集電極電流 (IC) 的數量可能會(huì )比基極電流 (IB) 多好幾個(gè)數量級。IC 與 IB 之間的比值一般稱(chēng)為晶體管的 DC 電流增益。在產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中也可表達為 Beta(β) 或 hFE。注意，在晶體管產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中，該比值在特定條件下給出，可能會(huì )有明顯的變化。 （等式 1） 在飽和狀態(tài)下工作 當集電極基極電流比被迫低于產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)規定的 hFE 值時(shí)，晶體管就可定義為飽和工作。在 BJT 處于飽和狀態(tài)下時(shí)，增加基極電流就不會(huì )生成更多的集電極電流。集電極發(fā)射極之間的電壓也驟跌到了最低水平。這在產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中被稱(chēng)為集電極發(fā)射極飽和電壓 (VCE(SAT))。該電壓一般為 0.5V 至 2V，具體取決于 BJT。在適配器和偏置電源應用中，在 BJT 用作主開(kāi)關(guān)以保持最低傳導損耗時(shí)，該器件就可驅動(dòng)在飽和狀態(tài)下。 反激設計中的飽和 BJT（等式 2） 場(chǎng)效應晶體管 (FET) 是中間功耗范圍（30W 到 1KW）的熱門(mén)選擇，因為 FET 的傳導損耗普遍小于 BJT 的傳導損耗。但在偏置電源與適配器等 15W 至 30W 的低功耗應用中，開(kāi)關(guān)電流較小。因此，BJT 可用于發(fā)揮較低成本及較高電壓額定值的優(yōu)勢。但這類(lèi)器件并不完美，在設計過(guò)程中需要應對一些不足。 在使用 FET 時(shí)，柵極只有在柵極電容充放電時(shí)才傳導電流。在基極發(fā)射極結點(diǎn)處于正向偏置時(shí)，BJT 一直都在傳導。此外，在關(guān)斷飽和 BJT 時(shí)，由于存儲電荷原因，有相當一部分集電極電流會(huì )從晶體管基極流出。這與 FET 不同，FET 的柵極驅動(dòng)器從來(lái)不會(huì )出現 FET 的漏極電流。這將為反激式控制器的基極驅動(dòng)器帶來(lái)更多應力。在為此類(lèi)設計選擇反激式控制器時(shí)，應確保其可控制和驅動(dòng)適配器應用中的 BJT。UCC28722 反激式控制器經(jīng)過(guò)專(zhuān)門(mén)設計，可控制將 BJT 用作主開(kāi)關(guān)的準諧振/非連續反激式轉換器。該反激式控制器的驅動(dòng)器電路詳見(jiàn)圖 3。 圖 3：控制器基極驅動(dòng)器內部電路 要計算此類(lèi)低功耗反激式應用中 BJT 的功耗情況，需要基本了解 BJT 的波形（圖 4）。注意，BJT 集電極電壓 (VC)、集電極電流 (IC) 以及電流傳感電阻器電壓 (VRCS) 可被截斷 5W USB 適配器�；鶚O電流 (IB) 和輸出二極管電流 (IDC) 只是畫(huà)出來(lái)表現對應的電流，可能不是實(shí)際量級。 圖 4：準諧振反激式轉換器中 BJT 的開(kāi)關(guān)波形 在 t1 時(shí)間段的起點(diǎn)，集電極電流為 0�；鶚O使用 19mA 的最小驅動(dòng)電流 (IDRV(MIN)) 驅動(dòng)，該電流可逐步遞增至 37 mA 的最大驅動(dòng)電流 (IDRV(MAX))。由于集電極電流是從 0 開(kāi)始的，因此在開(kāi)關(guān)周期的起點(diǎn)為基極提供最大驅動(dòng)電流既沒(méi)必要，也無(wú)效率。開(kāi)關(guān)保持導通，直至達到最大驅動(dòng)電流為止，該最大驅動(dòng)電流可通過(guò)控制器控制律確定。初級電流通過(guò)電流傳感電阻器 (RCS) 感應。在 t1 時(shí)間段內，變壓器 (T1) 通電，BJT 驅動(dòng)到飽和狀態(tài)。一旦在 t1 終點(diǎn)達到所需電流時(shí)，就可通過(guò) FET 將 BJT 的基極拉低。此時(shí)，所有的集電極電流都將流出晶體管基極，注入 DRV 控制器引腳 (IDRV)。 反向恢復與基極電流的耗盡 在 t2 時(shí)間段，基極集電極結點(diǎn)進(jìn)入反向恢復，晶體管保持導通，直至基極電流消耗到大約集電極電流的一半。注意，該時(shí)間段集電極電流與發(fā)射極電流之差即為流經(jīng)晶體管基極的電流。晶體管保持導通，集電極電流的量級大致保持不變。該時(shí)間段也稱(chēng)為 BJT 存儲時(shí)間 (tS)，可在器件的產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)上查到。 存儲時(shí)間結束、t3 開(kāi)始時(shí)，晶體管開(kāi)始關(guān)斷。在這個(gè)時(shí)間段內，晶體管 PN 兩個(gè)結點(diǎn)都進(jìn)入了反向恢復。在晶體管關(guān)斷，集電極電流將耗盡時(shí)，基極和發(fā)射極共享集電極電流。集電極電壓逐漸升高，直至器件完全關(guān)斷。當 BJT 完全關(guān)斷時(shí)，集電極電壓達到最大值。該電壓是輸入電壓、變壓器反射輸出電壓以及變壓器漏電感造成的峰值電壓之和。 在 t4 時(shí)間段內，能量不僅提供給二次繞組，而且二極管 DG 開(kāi)始傳導，從而可為輸出提供能量。當變壓器的能量耗盡時(shí)，集電極電壓開(kāi)始圍向接地。該電壓可通過(guò)輔助繞組的匝數比 (NA/NP) 傳感。當控制器觀(guān)察到變壓器失電，就可增加 t5 延遲來(lái)實(shí)現谷值開(kāi)關(guān)。注意，圖 4 中的波形只是一個(gè)截圖，此時(shí)轉換器工作在近臨界傳導狀態(tài)下，正在進(jìn)行谷值開(kāi)關(guān)�？刂破鞑粌H可調節初級電流的頻率和幅度，而且還可驅動(dòng)轉換器進(jìn)入非連續模式，從而可控制占空比。這些轉換器的最大占空比發(fā)生在轉換器工作在設計設定的近臨界傳導狀態(tài)下時(shí)。 估算 BJT 中傳導及開(kāi)關(guān)損耗的計算方法與二極管類(lèi)似�；鶚O、發(fā)射極和集電極飽和電壓可按電池進(jìn)行建模，與二極管正向電壓類(lèi)似。平均電流可用來(lái)估算平均傳導損耗。在本應用中，計算中涉及的所有電流均為三角形或梯形。平均計算不僅使用基本幾何原理，而且還有清楚的記錄。主要差別在于 BJT 具有電荷存儲延遲 (tS)。BJT 晶體管的基極需要在器件開(kāi)始關(guān)斷之前，移除一定數量的存儲電荷 (QS)。這就需要知道如何計算 PN 結點(diǎn)的反向恢復電荷 (QR)。反向恢復電荷是指讓半導體器件停止傳導所需的反向電荷數量。 為了計算 BJT 開(kāi)關(guān) (QA) 的損耗，我們來(lái)看看使用 NPN 晶體管（工作在 115V RMS 輸入下）的 5W USB 反激式轉換器。詳細規范見(jiàn)表 1。峰值集電極電流 (IC(PK) 通過(guò)控制器限制為 360mA，轉換器最高頻率 (fMAX) 按設計限制在 70KHz。在 115VRMS 輸入的滿(mǎn)負載情況下，該轉換器的平均開(kāi)關(guān)頻率 (fAVG) 為 56KHz。根據最低輸入電壓，轉換器設計采用的最大占空比 (DMAX) 為 52%。在該輸入條件下，最高集電極電壓 (VC(MAX)) 為 250V。 （等式 3） 晶體管損耗估算 估算晶體管損耗，需要估算圖 4 中所示的各個(gè)時(shí)間段。t1 時(shí)間段是最大占空比的時(shí)長(cháng)，對于本設計示例而言大約是 7.4us。 （等式 4） 估算 t2 時(shí)間段，需要計算器件的存儲電荷 (QS)。 根據產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)的 tS 參數以及基極放電電流 (I)，存儲電荷為 200nC： （等式 5） 在 t1 時(shí)間段，該晶體管被驅動(dòng)為飽和狀態(tài)。在 t1 時(shí)間段，全部集電極電流均流經(jīng)晶體管基極。由于基極在 t2 內進(jìn)入某種類(lèi)型的反向恢復，因此集電極電流在晶體管的基極和發(fā)射極之間分流。根據這一信息以及電流在該時(shí)段內為梯形的特性，t2 存儲時(shí)間段的平均基極電流 (IB(AVGt2)) 可按以下等式計算： （等式 6） 有了平均基極電流和 QS，t2 時(shí)間段可以通過(guò)以下等式計算： （等式 7） （等式 8） 集電極反向恢復電荷 (Qr) 數量可用來(lái)估算開(kāi)關(guān)損耗時(shí)間段 t3。根據 BJT 產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)，參數 Qr 的計算結果為 36nC。 （等式 9） 按三角形特性，t3 時(shí)間段的平均集電極電流 (IC(AVGt3)) 為 180mA。該集電極電流和計算得到的 Qr 可用來(lái)估算 t3 時(shí)間段的時(shí)長(cháng)，在本設計實(shí)例中大約為 200ns。 （等式 10） （等式 11） 根據 t1 至 t3 時(shí)間段的時(shí)間估算，就可使用等式 12 計算 BJT 在 115V RMS 輸入下的損耗 (PQA)。在該等式中，第一組項是 BJT 正向偏置時(shí)的基極至發(fā)射極傳導損耗。第二組項是估算 t1 和 t2 時(shí)間段中集電極電流所引起的 BJT 損耗。這包括流經(jīng)基極的電流�；鶚O到集電極的反向飽和電壓按 VCE(SAT) 估算。第三組項用于估算 BJT 的關(guān)斷損耗。 （等式 12） 我們通過(guò)評估 5W 設計，將時(shí)間估算準確性與實(shí)際時(shí)間進(jìn)行了對比。 測量到的 t1 時(shí)間是 6.5us，比估算結果低 2.4%。存儲時(shí)間是 660ns（t2=ts），大約比估算值低 11%。測得的集電極上升時(shí)間 (t3=tR) 是 210ns，大約比估算值高 5%。根據 t1 到 t3 的測量時(shí)間計算出的功耗 PQA 增大到了 544mW，比估算功耗高 4.6%。注意這些計算依據的是產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)的平均存儲時(shí)間和反向恢復時(shí)間。實(shí)際時(shí)間將隨制造、工藝和工作條件的不同而不同。為了安全起見(jiàn)，設計人員應為其總體 BJT 損耗估算值增加 20% 的裕度。 總結 當第一次接觸使用 1 款 BJT 設計開(kāi)關(guān)電源時(shí)，我很好奇為什么設計人員會(huì )使用 BJT 而不是 FET。然而，雙極性晶體管具有較低成本和較高電壓額定值，是這些低功耗應用的可行選項。正如本文所介紹的那樣，只要基本了解雙極性晶體管的工作情況和幾何構造，就可估算晶體管的傳導及開(kāi)關(guān)損耗。 |
